I/Oてんこもりデータロガー基板(3)

先日基板が到着したI/Oてんこもりデータロガー＆コントロール基板ですが、なかなか組み立てる時間がとれないです。
ですが、ゆうべ隙をみて組み立ててみました。こんな感じです。

 これを格納するケースは、タカチの汎用ケースにパネル穴をあけて作ろうかと思います。
ファームウェアは、前回のrev1用ファームを改造して、温度調節とSSR制御を追加します。



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トラッキングジェネレータ用広帯域アンプ(5)

先日、3.5GHzまで使える広帯域アンプを設計して基板を発注しましたが、今日届きました。
下が設計データです。

そして、これが今日届いた基板です。グリーンレジストは電源レギュレータ部分だけにとどめ、あとはレジスト＆メッキなしにしてあります。また、基板の下1/3は余ったのでLCフィルターの実験基板にしてみました。

毎週のように基板を作っているのですが、やはり高周波回路というのは、きれいに作ればそれなりに良い特性を示すものです。
このクオリティで、基板の単価が穴あき基板を買うより安いとあれば、作ってもらった方がよいに決まっています。これからも、何か作るときは、すぐ基板を設計して発注したいと思います。

今回のアンプは、さっそく性能を評価してレポートします。



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負帰還による広帯域アンプの設計と製作(3)

前回まで、負帰還のエミッタ接地増幅回路の定数のうち、抵抗値を実際に求めました

設定ゲイン12dB、電源電圧12Vのときの抵抗値は以下の通りです。

R_C=990Ω(430Ωと560Ωの直列接続)
R₁=3.8kΩ
R₂=1.2kΩ
R_F=220Ω
R_S=6Ω
R_E=187Ω(330Ωと430Ωの並列接続)

次は、バイパスコンデンサC₁～C₃の値ですが、目的の周波数帯の信号を素通しするような容量にしないといけません。必要があれば異なる容量のコンデンサを並列接続しても構いません。

理想的なコンデンサは、周波数が高くなるにしたがってインピーダンスは直線的に減少します。実際のコンデンサも周波数が高くなるとインピーダンスは下がりますが、ある周波数を超えると逆にインピーダンスが上昇し始めます。その周波数の領域ではコンデンサはキャパシター成分よりもインダクタンス成分が強くなるためです。つまりコイルとして働いています。

このように、実際のコンデンサはコンデンサとコイル（と抵抗成分）が直列、並列に接続したようなモデルで考えられるので、その共振点を考慮しないといけません。

さて、今回の広帯域増幅回路の周波数帯はDC～1GHｚです。この周波数帯の信号が素通りになるように（反射が無いように）しないといけません。これを電磁解析シミュレーターで解析したいと思います。

まず0.1uFだけで解析してみました。

S11の反射特性を見てみると、DC近くで-36dB、1GHｚで-28dBでなかなかいい感じです。でももうすこし落としたい気がします。そこで、0.068uFを並列に接続して、特性をみてみました。

DC近くで-40dB、1GHｚでも-41dBで、だいぶ改善しました。
さらにDC近くの反射特性を下げたいので、今度は1uFと0.1uFの組合せで並列接続して解析しました。

DC近くの反射は-56dBとなりました。バイパスコンデンサはこれでいきましょう。

今回まで決まった定数を入れた回路図を上に示しました。次回は全体をまとめてシミュレーションしてみます。


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I/Oてんこもりデータロガー基板(2)

先日、I/OてんこもりなPIC－USBの基板を設計し格安基板屋FUSIONに出しましたが、本日到着しました。

上は発注したCADデータです。

これが到着した基板です。
またまたいい感じです。部品の実装と新しいファームウェア作成は後でとりかかりましょう。



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負帰還による広帯域アンプの設計と製作(2)

前回は、エミッタ接地のトランジスタ増幅回路に負帰還を入れた回路の概略を説明しましたが、今回は抵抗値を実際に求めてみます。

この回路ですが、直流信号と交流信号では有効となる素子が違ってきます。まず交流信号の場合ですが、バイパスコンデンサC₁～C₃に交流信号が流れるために、抵抗R_C、R_E、R₁が働かなくなり、次の回路と等価となります。回路に寄与しない部分は薄消ししてあります。

まず、帰還抵抗R_FとR_Sの関係式と、

R_F×R_S = N×2500

ただし、入出力インピーダンスを50Ωとする。

利得Gと帰還抵抗R_FとR_Sの関係式

G = (R_F/50 - 1)²

この２つの式から、G = (N×50/R_S - 1)² が導けます。

利得Gと帰還抵抗R_FとR_Sそれぞれの関係がどうなっているのかグラフに図示してみたいと思います。

まず、帰還抵抗R_SとゲインGとのグラフですが、トランスの巻線比を1対1,2,4の3種類でプロットしてみました。帰還抵抗R_SはエミッタとGNDの間にある抵抗ですが、そもそもトランジスタの内部にはエミッタ内部抵抗reがあり、この値以下には下がりません。
通常のトランジスタの場合では、内部抵抗値reとエミッタ電流I_Eの間にre=0.026/I_Eという関係があり、 I_Eを5mAとすると5.2Ωとなります。したがって、帰還抵抗R_Sはreを含めて10Ω程度が下限でしょう。つまり、巻線比が1ならゲインは16dBが上限となります。さらに帰還抵抗R_FとゲインGとのグラフもプロットします。

今回の設計では、設計ゲインを12dBとします。

また、使用するトランスですが、GHz帯まで使える巻線比が1より大きいトランスは種類が少なく、ちょうど手持ちにあったトランスは巻線比が1:1のものだったので、今回はN=1とします。

利得Gと帰還抵抗R_Sの関係式から、R_S（エミッタ内部抵抗reを含む）は11.2Ωとなります。エミッタ内部抵抗reは5.2Ωより、帰還抵抗R_Sは6Ωとなります。
同様に帰還抵抗R_Fは223Ωと求められます。

次に、直流でのバイアス抵抗を求めます。直流では、パイパスコンデンサC₁～C₃は無いものとみなせます。また、トランスのインダクタンス成分も無視できます。したがってエミッタ抵抗はR_S+R_E、コレクタ抵抗はR_Cとなります。したがって次の図のような回路となります。回路に寄与しない部分は薄消ししてあります。

 まず、BFS505は、コレクタ電流Icが5mAの時、トランシジョン周波数が9GHzまで伸びます。したがって、コレクタ電流Icは5mAとします。この時の増幅率hfeは120であるので、ベース電流I_BはI_B=I_C/h_FE からI_B=0.042mAとなります。

エミッタ電圧V_Eを1Vと適当に決めます。エミッタに流れる電流はコレクタ電流とベース電流の和なので、5.042mAです。これがエミッタ抵抗R_S+R_Eを通るので、V_E=1.0=(R_S+R_E) x 5.042mA から、(R_S+R_E)は198Ωとなります。先ほど、エミッタ抵抗R_S(エミッタ抵抗reを含む）は11.2Ωと求められたので、エミッタ抵抗R_Eは186.8Ωとなります。

抵抗R_Cを求めます。ここでコレクタ-エミッタ間電圧V_CEをデータシート記載と同じく6Vとします。すると、コレクタ電圧V_Cはエミッタ電圧V_E＋コレクタ-エミッタ間電圧V_CEから、7Vとなります。
電源電圧V_CCを12Vとすれば、電源とコレクタ電圧V_Cの差を抵抗R_Cで落とせばよいので、
V_CC- 7 = R_C x (I_C+I_B)、　よって 12-7=R_C x 5.042、 R_C=990Ω 

最後にベース電圧を決める分圧抵抗R₁、R₂を求めます。一般的なシリコン系トランジスタのベース-エミッタ間電圧V_BEは0.6Vなので、ベース電圧V_B=V_E+V_BE=1.6Vとなります。抵抗(R₁+R_F)とR₂でコレクタ電圧V_Cを分圧しているので、V_B = R₂/(R₁+R_F+R₂) x V_Cとなり、R₂を1.2kΩとすればR₁は3.8kΩとなります。

以上、設定ゲイン12dB、電源電圧12Vのときの抵抗値が以下のように求まりました。

R_C=990Ω(430Ωと560Ωの直列接続)
R₁=3.8kΩ
R₂=1.2kΩ
R_F=220Ω
R_S=6Ω
R_E=187Ω(330Ωと430Ωの並列接続)

次回は、バイパスコンデンサを選定し、実際にシミュレーションにかけて挙動を見てみます。


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