STM32基板につける前置マイクアンプ回路(1)

もう１２月になりました。作業部屋が寒くて工作が捗りません（笑
 
さて、以前（８月くらい）に以下のようなことをfacebookに書きました。
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STMicroのCortexM4+DSPボードをこの前買ってきたので、ULINK2＋uVisonで使ってみました。
このボードは、ST-LINK/V2というプログラマーに対応してるので、ULINK2のようなJTAGユニットはそのままでは繋がらないです。
そこでCPUのSerialWireモードJTAGポートに直接繋げるように治具基板をつくってつなげてみました。サンプルLEDチカチカプログラムがちゃんと動いたのでOKですね

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今回はこの基板のA/D入力３chにマイクをつなげてみようというお話です。

繋げるマイクですが、おなじみ秋月電子のWM-E13UYというECM(コンデンサマイク)です。ちなみに４つで１００円です（安っ。

また増幅素子としてJRCのオペアンプNJM3414Aを使います。このオペアンプは単電源(+3V-+15V)で動き、８ピンで２回路入っています。
この基板はマイコン基板に接続するため、オペアンプを５V単電源で駆動させるつもりです。したがって、増幅信号の電圧中点を+2.5Vにベースアップし、最大でスイング幅が0.5-4.5Vくらいになるよう設計します。

さて増幅を行うオペアンプ回路ですが、ちゃんと設計しないととんでもない波形になってしまいます。そこで、事前にspiceでシミュレーションして定数等を決定することにしましょう。使用するSPICEは、リニアテクノロジーが無料で出しているLTSpice IVです。これにJRCがNJM3414Aのspice用データを公開しているので、ダウンロードしておきます。

マイクロフォンの信号レベルはけっこう変化します。ですので、入力レベルが上がってもすぐ飽和しないようにします。そこで、入力信号が2mVp-pのときに出力信号を0.6-2.7Vp-pくらいスイングさせると、エイヤっと決めちゃいます。

設計した回路は以下のようになり、ゲインは約1000倍になります。

この時のグラフはこんな感じです。緑が入力信号、青が一段目、赤が二段目です。

この回路を３ついれた基板を設計し、いつもの基板屋FUSIONに出しました。なんかこの前の暴動以来税関審査が長くなっているようです。いやがらせですね。いつもより少し時間がかかって届きました。
なお、マイクを基板上ではなくアームの先などに付けたい場合の取付基板を、６つ基板上に用意しました。切り離して使います。

完成図を撮りたかったので、部品を実装してSTM３２基板につなげてみました。

この時は３回路のうち２回路だけ実装しました。

こんな感じですが、次回は実際にマイクに音源を入れてみて、信号波形を観測することにします。

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LCフィルタの設計(3)

前回、Nuhertz社のLCフィルター計算ソフトを使って、BPFを設計し実際に作ってみました。
まず下が回路図です。

これをフィルター実験用基板に実装しました。

今回はコネクターを取り付けずに、下の写真のような高周波用の治具を使いました。
ギガホルダーといって、基板端部にSMAコネクタを水平にし半田付けをせずに接触させて使う同軸コンタクターです。

さてこれで周波数特性を測定してみます。100MHｚから300MHzまでをスイープして減衰率を測定します。

このような特性のフィルターができました。
やはり、集中定数で構築すると寄与成分が影響して理論通りにはいかないものです。
今回は高調波を落とすだけなので、これでよしとします。

さて、今回まででトラジェネ製作に足りなかった、広帯域アンプ、フィルター、可変アッテネータがすべて揃いました。
これでやっとトラジェネを組み立てられるようになります。

実際には内部のコンポーネンツがいろいろな電源を必要とするので、電源周りから作っていくことになりますが、次回からやっとトラジェネ組み立てです。



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LCフィルタの設計(2)

設計に使ったNuhertz社のLCフィルター計算ソフトですが、製品版のFilterSolutionには使用するインダクタを統一してくれる便利な機能があります。コンデンサに比べインダクターは種類が少ないのでかなり助かります。
これを使って前回の回路を作り直してみました。

よく使う定数で構成されてよさそうです。

特性グラフもよさそうです。ではこれを電磁解析してみます。

こっちのほうが前回よりよさそうです。というわけでこっちにしましょう。



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LCフィルタの設計(1)

前回、アンプの基板を作った際、割り付けで余ったスペースにLCフィルタを作れるようにパターンを作りました。

こんな感じの基板です。この基板に適切なインダクタとコンデンサを組み合わせてフィルターを作るんですが、さてどのように設計しましょうか？

このリンク先のページにも解説されていますが、1rad/sec、インピーダンス1Ωで正規化されている係数表を使って目的の遮断周波数などに変換してあげればよいのです。

でも、かなりめんどくさいです。


なので、フィルターの条件（遮断周波数、減衰量、段数など）と、フィルタの種類（LPF,HPF,BPF等）、あとは係数表の種類（バターワース、チェビチェフ等）を入れると自動的にフィルタの定数を決めてくれるツールがあるといいですね。

インターネット上にはオンラインで計算してくれるページがあって、これとかこれとかこれとか使えます。
オフラインツールもいくつかありますが、Nuhertz社のLCフィルター計算ソフトなんか特におすすめです。無償版の"Filter Free"は段数が3段までに制限されていますが、実用的にはそれくらいで十分というのがほとんどでしょう。

ではここから実際に設計していきましょう。作るのはトラジェネの発振器から出力される226.42MHzの信号に混ざっている不要な信号です。ほとんどがVCOからのノイズや高調波です。こいつを除去します。

1. フィルタはバンドパスフィルター(BPF)とします。
2. ｎ倍高調波が見られます。なので、それほど急峻な特性を持っていないバターワース・フィルターでもいけそうです。
3. 通過する中心周波数は230MHｚ、帯域幅は100MHzとします。
4. フィルターの段数は3段としました。
5. 入出力インピーダンスは50Ω
6. π型の素子構成

 ツールはこんな感じで入力します。

こんな感じで、結果が回路図で出てきます。

またAWR高周波シミュレータを持っていると、左側のEXPORTというところに「AWR Direct」というリンクが出来ます。これを選ぶと自動的にデータがAWRに転送され、回路解析して波形を表示してくれます。

実際には、こんなふうに回路図を作ってくれて

波形をだしてくれます。

でもよく回路図を見てみると、15.04nHとか31.83pFとか実際の部品にはない値です。これを実際に売っている系列数値に直してもう一度波形をみないといけません。しかも部品箱を見たら160nHが無くて150nHを使うことにしました。
AWRに転送された回路図の定数を15nH、33pF、150nH、3pFに変更して、もう一度解析し波形をだしてみました。

すこし波形が崩れてしまいましたが大丈夫そうです。

ちなみに、このNuhertz社のLCフィルター計算ソフトですが製品版のFilterSolutionだと系列の一番近い定数に自動的になおしてくれる機能もあります。

青字が修正されたところです。 自分の手持ち部品リストも登録できるので便利です。
また、特性グラフも書いてくれます。

こんな感じで出てくるので、フィルタ特性の概要を見るにはよいでしょう。
次に、この回路を実際に基板に乗せるために、電磁解析シミュレーターで解析してみます。

 いつもの通り、こんな感じで基板に配置してみます。
さてシミュレーションの結果はAWRシミュレーションの結果と同じでした。

次回はこのフィルタを作って性能を見てみましょう。

本来なら、ネットワークアナライザやトラジェネがあればこういうフィルタの評価は簡単になるのですが、これができないとトラジェネができないということなので仕方ありません。SGとスペアナで測定してみます。



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トラッキングジェネレータ用広帯域アンプ(5)

先日、3.5GHzまで使える広帯域アンプを設計して基板を発注しましたが、今日届きました。
下が設計データです。

そして、これが今日届いた基板です。グリーンレジストは電源レギュレータ部分だけにとどめ、あとはレジスト＆メッキなしにしてあります。また、基板の下1/3は余ったのでLCフィルターの実験基板にしてみました。

毎週のように基板を作っているのですが、やはり高周波回路というのは、きれいに作ればそれなりに良い特性を示すものです。
このクオリティで、基板の単価が穴あき基板を買うより安いとあれば、作ってもらった方がよいに決まっています。これからも、何か作るときは、すぐ基板を設計して発注したいと思います。

今回のアンプは、さっそく性能を評価してレポートします。



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負帰還による広帯域アンプの設計と製作(3)

前回まで、負帰還のエミッタ接地増幅回路の定数のうち、抵抗値を実際に求めました

設定ゲイン12dB、電源電圧12Vのときの抵抗値は以下の通りです。

R_C=990Ω(430Ωと560Ωの直列接続)
R₁=3.8kΩ
R₂=1.2kΩ
R_F=220Ω
R_S=6Ω
R_E=187Ω(330Ωと430Ωの並列接続)

次は、バイパスコンデンサC₁～C₃の値ですが、目的の周波数帯の信号を素通しするような容量にしないといけません。必要があれば異なる容量のコンデンサを並列接続しても構いません。

理想的なコンデンサは、周波数が高くなるにしたがってインピーダンスは直線的に減少します。実際のコンデンサも周波数が高くなるとインピーダンスは下がりますが、ある周波数を超えると逆にインピーダンスが上昇し始めます。その周波数の領域ではコンデンサはキャパシター成分よりもインダクタンス成分が強くなるためです。つまりコイルとして働いています。

このように、実際のコンデンサはコンデンサとコイル（と抵抗成分）が直列、並列に接続したようなモデルで考えられるので、その共振点を考慮しないといけません。

さて、今回の広帯域増幅回路の周波数帯はDC～1GHｚです。この周波数帯の信号が素通りになるように（反射が無いように）しないといけません。これを電磁解析シミュレーターで解析したいと思います。

まず0.1uFだけで解析してみました。

S11の反射特性を見てみると、DC近くで-36dB、1GHｚで-28dBでなかなかいい感じです。でももうすこし落としたい気がします。そこで、0.068uFを並列に接続して、特性をみてみました。

DC近くで-40dB、1GHｚでも-41dBで、だいぶ改善しました。
さらにDC近くの反射特性を下げたいので、今度は1uFと0.1uFの組合せで並列接続して解析しました。

DC近くの反射は-56dBとなりました。バイパスコンデンサはこれでいきましょう。

今回まで決まった定数を入れた回路図を上に示しました。次回は全体をまとめてシミュレーションしてみます。


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負帰還による広帯域アンプの設計と製作(2)

前回は、エミッタ接地のトランジスタ増幅回路に負帰還を入れた回路の概略を説明しましたが、今回は抵抗値を実際に求めてみます。

この回路ですが、直流信号と交流信号では有効となる素子が違ってきます。まず交流信号の場合ですが、バイパスコンデンサC₁～C₃に交流信号が流れるために、抵抗R_C、R_E、R₁が働かなくなり、次の回路と等価となります。回路に寄与しない部分は薄消ししてあります。

まず、帰還抵抗R_FとR_Sの関係式と、

R_F×R_S = N×2500

ただし、入出力インピーダンスを50Ωとする。

利得Gと帰還抵抗R_FとR_Sの関係式

G = (R_F/50 - 1)²

この２つの式から、G = (N×50/R_S - 1)² が導けます。

利得Gと帰還抵抗R_FとR_Sそれぞれの関係がどうなっているのかグラフに図示してみたいと思います。

まず、帰還抵抗R_SとゲインGとのグラフですが、トランスの巻線比を1対1,2,4の3種類でプロットしてみました。帰還抵抗R_SはエミッタとGNDの間にある抵抗ですが、そもそもトランジスタの内部にはエミッタ内部抵抗reがあり、この値以下には下がりません。
通常のトランジスタの場合では、内部抵抗値reとエミッタ電流I_Eの間にre=0.026/I_Eという関係があり、 I_Eを5mAとすると5.2Ωとなります。したがって、帰還抵抗R_Sはreを含めて10Ω程度が下限でしょう。つまり、巻線比が1ならゲインは16dBが上限となります。さらに帰還抵抗R_FとゲインGとのグラフもプロットします。

今回の設計では、設計ゲインを12dBとします。

また、使用するトランスですが、GHz帯まで使える巻線比が1より大きいトランスは種類が少なく、ちょうど手持ちにあったトランスは巻線比が1:1のものだったので、今回はN=1とします。

利得Gと帰還抵抗R_Sの関係式から、R_S（エミッタ内部抵抗reを含む）は11.2Ωとなります。エミッタ内部抵抗reは5.2Ωより、帰還抵抗R_Sは6Ωとなります。
同様に帰還抵抗R_Fは223Ωと求められます。

次に、直流でのバイアス抵抗を求めます。直流では、パイパスコンデンサC₁～C₃は無いものとみなせます。また、トランスのインダクタンス成分も無視できます。したがってエミッタ抵抗はR_S+R_E、コレクタ抵抗はR_Cとなります。したがって次の図のような回路となります。回路に寄与しない部分は薄消ししてあります。

 まず、BFS505は、コレクタ電流Icが5mAの時、トランシジョン周波数が9GHzまで伸びます。したがって、コレクタ電流Icは5mAとします。この時の増幅率hfeは120であるので、ベース電流I_BはI_B=I_C/h_FE からI_B=0.042mAとなります。

エミッタ電圧V_Eを1Vと適当に決めます。エミッタに流れる電流はコレクタ電流とベース電流の和なので、5.042mAです。これがエミッタ抵抗R_S+R_Eを通るので、V_E=1.0=(R_S+R_E) x 5.042mA から、(R_S+R_E)は198Ωとなります。先ほど、エミッタ抵抗R_S(エミッタ抵抗reを含む）は11.2Ωと求められたので、エミッタ抵抗R_Eは186.8Ωとなります。

抵抗R_Cを求めます。ここでコレクタ-エミッタ間電圧V_CEをデータシート記載と同じく6Vとします。すると、コレクタ電圧V_Cはエミッタ電圧V_E＋コレクタ-エミッタ間電圧V_CEから、7Vとなります。
電源電圧V_CCを12Vとすれば、電源とコレクタ電圧V_Cの差を抵抗R_Cで落とせばよいので、
V_CC- 7 = R_C x (I_C+I_B)、　よって 12-7=R_C x 5.042、 R_C=990Ω 

最後にベース電圧を決める分圧抵抗R₁、R₂を求めます。一般的なシリコン系トランジスタのベース-エミッタ間電圧V_BEは0.6Vなので、ベース電圧V_B=V_E+V_BE=1.6Vとなります。抵抗(R₁+R_F)とR₂でコレクタ電圧V_Cを分圧しているので、V_B = R₂/(R₁+R_F+R₂) x V_Cとなり、R₂を1.2kΩとすればR₁は3.8kΩとなります。

以上、設定ゲイン12dB、電源電圧12Vのときの抵抗値が以下のように求まりました。

R_C=990Ω(430Ωと560Ωの直列接続)
R₁=3.8kΩ
R₂=1.2kΩ
R_F=220Ω
R_S=6Ω
R_E=187Ω(330Ωと430Ωの並列接続)

次回は、バイパスコンデンサを選定し、実際にシミュレーションにかけて挙動を見てみます。


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